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So messen Sie den Niederfrequenzgang mit einem Netzwerkanalysator

Erscheinungsdatum: 2021Quelle des Autors: KinghelmAufrufe: 827

Dieser Anwendungsleitfaden beschreibt das Grundprinzip der Niederfrequenz-Netzwerkanalyse durch die Einführung eines Netzwerkanalysators. Hier stellen wir hauptsächlich die einfache Messung von Niederfrequenz-2-Port-Geräten, Hochimpedanz-Erkennungstechnologie und große Dämpfungsmessungen vor.

Grundlegende Messkonfiguration eines 50-Ω-Prüflings


Zunächst stellen wir für die Konfiguration der Verwendung eines Niederfrequenz-Netzwerkanalysators zur Messung der Übertragungseigenschaften von 2-Port-Geräten kurz die Verbindungsmethode typischer zu testender Geräte vor. Der erste Fall besteht darin, die Übertragungseigenschaften von 50-Ω-Geräten wie Filtern und Kabeln zu messen. Abbildung 2 zeigt die Konfiguration solcher Tests unter Verwendung des Verstärkungsphasentestanschlusses des Instruments. Der R-Kanal-Empfänger (VR) dient zur Messung der Ausgangsspannung der Anregungsquelle bei der 50-Ω-Systemimpedanz (die Spannung des Eingangssignals der 50-Ω-Übertragungsleitung), der T-Kanal-Empfänger (VT) dient dazu Wird verwendet, um die Spannung des Ausgangssignals nach der Übertragung durch das getestete Gerät zu messen. Anschließend berechnet das Instrument das gemessene Spannungsverhältnis (VT / VR), um den Übertragungskoeffizienten S21 zu erhalten.
Abbildung 3 zeigt die Konfiguration der Messung mit dem S-Parameter-Testanschluss des Instruments. Da sich hinter dem S-Parameter-Testanschluss mehrere integrierte Richtungsbrücken befinden, besteht keine Notwendigkeit, den Leistungstrenner in der externen Zugriffsmesskonfiguration in Abbildung 2 zu verwenden. In den meisten Fällen wird der S-Parameter-Testanschluss zum Messen verwendet die Übertragungseigenschaften von 50-Ω-Geräten. Shide Technology: Prinzip der Kapazitätsmessung – Testparameter Kapitel 8} Abbildung 3 zeigt die Konfiguration der Messung mit dem S-Parameter-Testanschluss des Instruments. Da sich hinter dem S-Parameter-Testanschluss mehrere integrierte Richtungsbrücken befinden, besteht keine Notwendigkeit, den Leistungstrenner in der externen Zugriffsmesskonfiguration in Abbildung 2 zu verwenden. In den meisten Fällen wird der S-Parameter-Testanschluss zum Messen verwendet die Übertragungseigenschaften von 50-Ω-Geräten.
Für den Test der Übertragungseigenschaften der meisten 50-Ω-Geräte verwenden Sie den S-Parameter-Testanschluss des Instruments. Für die Messung großer Dämpfungsgeräte, beispielsweise bei der Messung der Impedanz eines DC-DC-Wandlers und eines Bypass-Kondensators mit großer Kapazität und nur Milliohm-Pegel, ist es jedoch normalerweise erforderlich, die Messmethode des Shunt-Thru zu verwenden. Diese Messung der Übertragungsreaktionseigenschaften muss mithilfe des vorteilhaften Phasentestanschlusses des Instruments und nicht des S-Parameter-Testanschlusses gemessen werden. In diesem Fall kann die halbschwebende Erdungsstruktur des Gain-Phase-Testport-Empfängers den Messfehler im Niederfrequenzbereich vermeiden, der durch die Erdungsschleife des Testkabels zwischen der Anregungssignalquelle und dem Empfänger verursacht wird (ausführlich beschrieben). später).
Abb. 2 Messkonfiguration zur Messung des Übertragungskoeffizienten eines 50-Ω-Prüflings unter Verwendung des Verstärkungsphasen-Testanschlusses


Abb. 3 Messkonfiguration zur Messung des Übertragungskoeffizienten eines 50-Ω-Prüflings unter Verwendung des S-Parameter-Testanschlusses





Grundlegende Messkonfiguration




Nicht 50-Ω-Prüfling, Beispiel 1
Niederfrequenz-2-Port-Geräte haben normalerweise eine Impedanz von nicht 50 Ω, und die Niederfrequenz-Verstärkerschaltung ist ein typisches Beispiel. Abb. 4 ist ein Beispiel für eine Messkonfiguration zum Messen der Frequenzgangeigenschaften eines Niederfrequenzverstärkers unter Verwendung eines Verstärkungsphasentestanschlusses. Die Eingangsimpedanz des Prüflings ist sehr hoch und der Ausgangsanschluss ist an eine Last ZL angeschlossen, die nicht 50 Ω beträgt. Entsprechend den Anforderungen der praktischen Anwendung kann die Lastimpedanz ZL eine ohmsche Last oder eine Blindlast sein.
Der zu messende Parameter ist die Spannungsübertragungsfunktion vom Eingangsanschluss zum Ausgangsanschluss des zu testenden Geräts, also /out / /in. Anders als bei der Messung des Übertragungskoeffizienten des 50-Ω-Geräts in Abb. 2 und In Abb. 3 misst der R-Kanal-Empfänger (VR) direkt die Wechselspannung an der Eingangsimpedanz Zin des getesteten Geräts mithilfe einer Hochimpedanz-Erkennungsmethode, anstatt die Spannung an der 50-Ω-Systemimpedanz zu messen. Mithilfe der Hochimpedanzerkennung kann die Ausgangsspannung (VOUT) gemessen werden, ohne die Last des zu prüfenden Geräts zu beeinflussen.
Abhängig von der erforderlichen maximalen Messfrequenz, der Eingangsimpedanz der Sonde, der Eingangskapazität der Sonde usw. (die später vorgestellt werden) kann der hochohmige Messempfänger des Instruments über ein Koaxialkabel mit dem getesteten Gerät verbunden werden Messkabel oder eine 10:1 passive Sonde. Bei Verwendung eines koaxialen Testkabels kann am R-Kanal-Erkennungspunkt ein T-Stecker verwendet werden. Um den Frequenzgang und Phasenfehler zwischen zwei Sonden/Testkabeln zu kompensieren, ist es notwendig, den Durchgangsgang zu kalibrieren, indem der mit dem T-Kanal verbundene Sondenpunkt auf dem TPI-Testpunkt platziert und dann gemessen wird.
Abbildung 4 Konfiguration des Messverstärkers mit Verstärkungsphasenanschluss (maximale Messfrequenz bis zu 30 MHz)
Wenn Sie den Frequenzgang des Verstärkers bei einer Messfrequenz über 30 MHz messen möchten oder zum Messen des Verstärkers einen Tastkopf mit sehr kleiner Kapazität verwenden müssen, verwenden Sie einen aktiven Tastkopf zum Messen des S-Parameter-Testanschlusses des Instruments. wie in Abbildung 5 dargestellt. Anders als bei der Konfiguration in Abbildung 4 basiert die Verhältnismessung hier auf der 50-Ω-Impedanz des R1-Empfängers im Instrument, und die Kalibrierung der direkten Reaktion muss am TP1-Testpunkt durchgeführt werden, um korrekt zu sein Messen Sie die Spannungsübertragungsfunktion / out / / in. Wenn die Durchgangsreaktionskalibrierung nicht durchgeführt wird (oder die Durchführung nicht angeschlossen ist, wie in Abbildung 5 dargestellt), ist die gemessene Verstärkung aufgrund der Wechselspannung 6 dB höher als der korrekte Wert gemessen vom internen 50-Ω-Referenzempfänger beträgt nur die Hälfte der Fahrgestellnummer.
Bei Messungen in einem Hochfrequenzbereich von mehr als zehn MHz kann der Anschluss einer 50-Ω-Durchführung an den Eingangsanschluss des zu prüfenden Geräts die stehende Welle verhindern, die durch die Impedanzfehlanpassung zwischen der 50-Ω-Impedanz des Instruments und dem hohen Eingang verursacht wird Impedanz des zu testenden Geräts. Durch den Anschluss der Durchführung entsteht jedoch ein Shunt-Signalpfad zwischen dem Mittelleiter und der Erdung des Messkabels, was bei der Messung großer Dämpfungsglieder (z. B. CMRR und PSRR) zu Messfehlern im Zusammenhang mit der Erdungsschleife führen kann. Daher ist Vorsicht geboten . Bei strenger Betrachtung ist es am besten, keine Durchführung anzuschließen.
Abbildung 5 Konfiguration des Messverstärkers mit S-Parameter-Testanschluss und aktivem Tastkopf (maximale Messfrequenz bis 30 MHz)

Nicht 50-Ω-Prüfling, Beispiel 2


Feigen. 6 und 7 sind Konfigurationsbeispiele für die Messung eines 2-Port-Geräts, und die Eingangs- und Ausgangsimpedanz des Geräts reicht von Hunderten von Ω bis 1 oder 2 K Ω. Typische Anwendungen sind passive Niederfrequenzfilter wie Keramikfilter und LC-Filter. In diesen Beispielen kann die Impedanzanpassung durch die Verbindung nur eines Vorwiderstands erreicht werden. Abbildung 6 zeigt die Konfiguration des Tests unter Verwendung des Verstärkungsphasen-Testports. Das Verhältnis VT/VR ist der Übertragungskoeffizient der 1 K Ω Systemimpedanz.


Bei der Messung einiger Filter ist es erforderlich, vor der Prüfung einen Lastkondensator CL parallel zum Lastwiderstand zu schalten. Um den Einfluss auf die charakteristischen Parameter des Filters bei der Messung zu verhindern, muss die Eingangskapazität der Hochimpedanzsonde sehr niedrig sein. Daher sollte der hochohmige T-Kanal-Empfänger mit einem passiven 10:1-Tastkopf mit einer Eingangskapazität von etwa 10 PF verbunden werden. Andernfalls, wenn das zu prüfende Gerät empfindlich auf kapazitive Last reagiert, sollte es am S-Parameter-Testanschluss des Instruments mit einer aktiven Sonde gemessen werden. Bitte sehen Sie sich die Konfiguration des Messverstärkers in Abbildung 5 an.
Äquivalente Messergebnisse können erzielt werden, indem der 50-Ω-Innenwiderstand des T-Kanals anstelle der hochohmigen Sonde verwendet und ein weiterer Anpassungswiderstand angeschlossen wird, wie in Abb. 7 gezeigt. Diese Konfiguration ist einfacher und hat den Vorteil, dass die Kapazität des Die Sonde wird nicht in den T-Kanal eingeführt. Diese Konfiguration eignet sich jedoch nicht für die Messung von Filtern mit hohem Sperrverhältnis, da der Serienanpassungswiderstand den Dynamikbereich der Messung verringert. In diesem Fall verringert sich der Dynamikbereich um 20 * log (50 / 1000) = 26 dB.
Abb. 6 Messkonfiguration eines passiven IF-Filters mit hochohmiger Sonde (wenn das getestete Gerät nicht sehr empfindlich gegenüber kapazitiver Last ist)
Abbildung 7: Messkonfiguration des passiven Filters unter Verwendung des 50-Ω-Eingangsanschlusses des Instruments

Messen Sie mit der Sonde direkt auf der Leiterplatte


Das zweite Anwendungsbeispiel besteht darin, mit der Sonde direkt auf der Leiterplatte zu messen. Messen Sie zunächst die Frequenzgangeigenschaften der Schaltung oder des Geräts zwischen zwei Testpunkten auf der getesteten Leiterplatte. Abb. 8 zeigt, wie die Frequenzgangeigenschaften des Schaltungsmoduls 2 mithilfe des Verstärkungsphasentestanschlusses gemessen werden. Durch die Verwendung von zwei hochohmigen Sonden zur Erkennung an den Testpunkten TP1 und TP2 können die Frequenzgangeigenschaften von Schaltungsmodul 2 direkt gemessen werden.


Ähnlich wie bei der Konfiguration des Messverstärkers in Abbildung 4 muss beim Anschluss des hochohmigen Empfängers des Instruments an das getestete Gerät das koaxiale Testkabel oder der passive 10:1-Tastkopf entsprechend der maximalen Testfrequenz und der Eingangsimpedanz richtig ausgewählt werden der Sonde und der Eingangskapazität der Sonde.
Abbildung 8: Messung des Prüflings auf der Leiterplatte mit dem Verstärkungsphasen-Testanschluss und zwei hochohmigen Sonden (maximale Testfrequenz bis zu 30 MHz).
Die maximale Testfrequenz des Gain-Phase-Testports des Vektornetzwerkanalysators e5061b beträgt 30 MHz. Wenn die Häufigkeit, mit der die Sonde zum Messen der Geräte auf der Leiterplatte verwendet wird, 30 MHz überschreitet, besteht die Lösung darin, eine aktive Sonde an den S-Parameter-Testanschluss anzuschließen und die Messung dann in zwei Schritten durchzuführen, wie in Abbildung 9 dargestellt.
Zunächst befindet sich der aktive Sondenpunkt auf dem TP1-Messpunkt, um das Ansprechverhalten des Schaltungsmoduls 1 zu messen, und die Messergebnisse werden als Registerspuren gespeichert. Anschließend messen Sie am Messpunkt TP1 das Gesamtansprechverhalten der Schaltungsmodule 2 und 2 und speichern die Messergebnisse als Datenspuren ab. Schließlich können wir mit dem Instrument die Datenspur/Registerspur berechnen, um die Frequenzgangeigenschaften von Schaltungsmodul 2 zu erhalten.
Wenn der Sondenpunkt zuerst am TP1-Messpunkt kalibriert wird und dann der Sondenpunkt am TP2-Messpunkt gemessen wird, können auch gleichwertige Messergebnisse erzielt werden. Auf diese Weise können die Reaktionseigenschaften des Schaltungsmoduls 2 relativ zum TP1-Referenzpunkt direkt erhalten werden, ohne die Operationsfunktion der Trajektorie zu verwenden.
Wenn die Ausgangseigenschaften des zu prüfenden Geräts am TP2-Punkt empfindlich auf die Kapazität des TP1-Punkts reagieren, unterscheiden sich die Bedingungen des zu prüfenden Geräts im zweiten Schritt geringfügig von denen im ersten Schritt und es kommt zu Fehlern bei der endgültigen Messung Ergebnisse, die sich aus der Berechnung der Messergebnisse dieser beiden Schritte ergeben. Um den Messfehler, wie in Abb. 9 dargestellt, zu minimieren, ist es erst im zweiten Schritt der Messung erforderlich, eine virtuelle Kapazität C2 anzuschließen, deren Kapazitätswert in etwa der Eingangskapazität der aktiven Sonde entspricht. Eine der Anwendungen dieser Kapazitätskompensationsmethode ist die Verwendung der oben genannten zweistufigen Messmethode zur Messung der Phasenreserve eines Hochgeschwindigkeits-Operationsverstärkers. Wir werden später ein tatsächliches Messbeispiel vorstellen.
Abbildung 9 Messgeräte in einer Leiterplatte mit einer hochohmigen Sonde (maximale Prüffrequenz bis zu 30 MHz)




If-Bandbreiteneinstellung (ifbw) für die Niederfrequenzmessung



Die Einstellung von ifbw (Zwischenfrequenzbandbreite) bei der Messung ist eines der häufigsten Probleme, auf die viele Benutzer von Niederfrequenz-Netzwerkanalysatoren stoßen. Für Hochfrequenzmessungen wird im Allgemeinen ein breiteres ifbw verwendet, um eine schnellere Abtastgeschwindigkeit zu erreichen. Für niederfrequente Messungen ist jedoch ein schmaleres ifbw erforderlich, um Messfehler zu vermeiden, die hauptsächlich durch eine geringe Durchleitung verursacht werden. Nehmen wir als Beispiel ein Gerät mit großer Dämpfung und gehen davon aus, dass die Startfrequenz der Messung 1 kHz und die ifbw 3 kHz beträgt. Das vom zu testenden Gerät gedämpfte kleine Signal wird in ein Zwischenfrequenzsignal (if) hochkonvertiert kann den ZF-Filter des Empfängers passieren. Zu diesem Zeitpunkt wird es ein Problem geben. Wie in Abbildung 10 dargestellt, liegt die Frequenz des Lecksignals (LO-Durchführung) des Lokaloszillators ebenfalls sehr nahe an der ZF-Frequenz und kann auch den ZF-Filter passieren, was zu falschen Ergebnissen der Frequenzgangmessung führt.
Abbildung 11 zeigt die Messergebnisse eines 60-dB-Dämpfungsglieds, gemessen mit dem Verstärkungsphasen-Testanschluss von e5061b. Die Leistung des Messsignals beträgt -10 dBm, die Startfrequenz der Messung beträgt 1 kHz, ifbw ist auf 3 kHz eingestellt und die Dämpfungsglieder des T-Messkanals und des R-Messkanals sind auf 20 dB eingestellt. Anhand der angezeigten Messergebnisse können Sie erkennen, dass es zu einem fehlerhaften Messverhalten kommt, das durch eine lo-Durchleitung in der Nähe der Startfrequenz verursacht wird. Auch wenn Messgeräte wie Tiefpassfilter und die gemessene HF-Signalleistung hoch sind, tritt eine ähnliche Situation auf.
In diesem Fall wird die in der Nähe der Startfrequenz gemessene Flugbahn aufgrund der Interferenz der Lo-Durchführung, die sehr nahe an der HF-Signalfrequenz liegt, instabil. Um diese Probleme zu vermeiden, können Sie die ifbw auf einen Wert einstellen, der deutlich unter der Startfrequenz liegt (z. B. auf 1/5 der Startfrequenz) oder den Modus I von ifbw auto verwenden (bei automatischer Bandbreite). Wenn das Instrument eine logarithmische Abtastung durchführt, wird der Wert von ifbw automatisch alle zehn Frequenzänderungen von schmal auf breit eingestellt, sodass die Gesamtabtastzeit nicht zu lang wird. Der ifbw-Automodus des e5061b stellt den Wert jedes ifbw mit zunehmender Abtastfrequenz auf ein Fünftel der Startfrequenz jedes Zehn-Oktav-Bandes ein.


Abbildung 10: Messfehler durch lo-Durchführung


Abb. 11 Messergebnisse des 60-dB-Dämpfungsglieds (Startfrequenz = 1 kHz, ifbw = 3 kHz und Auto)




Messmethode mit hochohmiger Sonde




Für eine genaue Messung mit einer hochohmigen Sonde ist die richtige Erkennungsmethode sehr wichtig. Besonderes Augenmerk sollte auf die Eingangskapazität der Sonde gelegt werden. Die große Eingangskapazität der Sonde verringert die Eingangsimpedanz der Sonde unter Hochfrequenzmessbedingungen. Wenn beispielsweise die Eingangskapazität (CIN) der Sondenspitze 100 pF beträgt, beträgt ihre Eingangsimpedanz 15.9 K Ω (1 / (2 * pi * f * CIN)), wenn die Messfrequenz 100 kHz beträgt, was immer noch eine hohe Impedanz ist. Steigt die Messfrequenz jedoch auf 10 MHz, beträgt seine Eingangsimpedanz 159 Ω. Für viele Messfälle ist diese Impedanz nicht hoch genug. Darüber hinaus beeinflusst die hohe Eingangskapazität der Sonde auch die Messergebnisse von Geräten, die empfindlich auf kapazitive Last reagieren, wie z. B. passive Filter, Resonanzkreise und einige Parameter des Verstärkers, die durch Kapazitätsbedingungen bestimmt werden (z. B. die Phasenreserve des Verstärkers). ). Wenn der Netzwerkanalysator für diese Anwendungen über einen Eingangsanschluss mit hoher Impedanz verfügt (z. B. e5061b), muss die Erkennungsmethode für niedrige Eingangskapazität verwendet werden. Der einfachste Weg, das DUT während der Messung anzuschließen, besteht darin, das DUT über ein Koaxialkabel (z. B. BNC-Kabel mit einer Testklemme an einem Ende) oder einen 1:1-Passivtastkopf an den hochohmigen Eingangsanschluss des Instruments anzuschließen, wie in gezeigt Abbildung 12.
Wenn der Messfrequenzbereich unter 1 MHz liegt und die Eingangskapazität der Sonde als kapazitive Last keinen Einfluss auf das zu prüfende Gerät hat, ist diese Methode eine gute Lösung. Im Vergleich zum passiven 10:1-Tastkopf verringert diese 1:1-Erkennungsmethode den Dynamikbereich der Messung nicht und kann selbst bei kleinen Signalen ein gutes Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) erzielen. Der Nachteil dieser Methode besteht darin, dass die Eingangskapazität der Sonde aufgrund der Überlagerung der Testkabelkapazität und der Kapazität des hochohmigen Eingangsanschlusses hoch ist. Selbst wenn ein sehr kurzes Kabel verwendet wird, erreicht die Eingangskapazität am Ende des Kabels Dutzende PF. Daher eignet sich diese Methode weder für Hochfrequenzmessungen mit einer Frequenz über 1 MHz noch für Messungen, die empfindlich auf kapazitive Lasten reagieren.
Abbildung 12 Koaxial-Testkabel oder 1:1 passiver Tastkopf
Wie in Abbildung 13 dargestellt, kann der in Oszilloskopen häufig verwendete passive 10:1-Tastkopf die Eingangskapazität des Tastkopfs reduzieren. Diese Sonde ist speziell für die Verwendung mit einem Eingangsanschluss mit hoher Impedanz konzipiert. 10:1 beträgt die Eingangskapazität am Ende des passiven Tastkopfs im Allgemeinen etwa 10 PF, wodurch er für die Erkennung höherer Messfrequenzen verwendet werden kann. Ähnlich wie bei der Anwendung eines allgemeinen Oszilloskops ist es üblich, bei einem Messanschluss mit hoher Eingangsimpedanz im Instrument einen passiven 10:1-Tastkopf für die Hochimpedanzerkennung zu verwenden. Der Nachteil besteht darin, dass der Messdynamikbereich aufgrund des Einflusses der 20:10-Dämpfung des Tastkopfs um 1 dB reduziert wird. Daher ist diese Methode nicht für die Messung sehr kleiner Signale geeignet.
Der aktive Tastkopf hat einen hohen Eingangswiderstand und eine sehr kleine Eingangskapazität. Da sich in der Nähe des Anschlusses des Tastkopfs aktive Schaltkreiskomponenten befinden, wird das gemessene Signal nicht gedämpft, wie in Abbildung 14 dargestellt. Beispielsweise der Eingangswiderstand / / die Kapazität des aktiven Tastkopfs 41800a (von DC bis 50 Ω MHz) beträgt jeweils 100 K Ω / / 3pf. Darüber hinaus können Sie am Ende der Sonde einen 10:1-Adapter anschließen, um die Impedanz und Kapazität der Sonde auf 1 mΩ / / 1.5 PF zu bringen, was jedoch den Dynamikbereich um 20 dB verringert. Wenn Sie in einem Hochfrequenzbereich von mehr als 30 MHz messen müssen oder der Prüfling sehr empfindlich auf kapazitive Belastung reagiert, empfehlen wir Ihnen die Wahl eines aktiven Tastkopfes.
Abbildung 13 Passiver 10:1-Tastkopf
Abbildung 14 aktive Sonde




Trennung von Signalen bei der Verhältnismessung




Um den Übertragungskoeffizienten von 50-Ω-Geräten zu messen, z. B. den passiven Filter mit der Systemimpedanz Z0 = 50 Ω, oder den Übertragungskoeffizienten von Geräten mit der charakteristischen Impedanz Z0 anderer Werte (die Systemimpedanz muss durch eine Anpassungsschaltung umgewandelt werden) , ist es notwendig, die von der Anregungsquelle des Instruments ausgegebenen Signale zu trennen und sie an den R-Kanal-Messempfänger (Referenzsignal) des Instruments 50 Ω bzw. den Eingangsanschluss des getesteten Geräts zu senden. Wenn der Ausgangsanschluss der verwendeten Anregungsquelle nicht über eine eingebaute Signaltrennvorrichtung verfügt (z. B. eingebauter Leistungstrenner oder eingebaute Richtungsbrücke), ist es notwendig, eine geeignete Trennvorrichtung zu verwenden, um die Signaltrennung außerhalb des Ports zu vervollständigen Instrument.
E5061b-3l5 verfügt über einen S-Parameter-Testanschluss. Für die Messung der Übertragungseigenschaften der meisten 50-Ω-Geräte kann der S-Parameter-Messanschluss ohne externe Signaltrenngeräte verwendet werden. Bei einigen Anwendungen, bei denen der Verstärkungsphasentestanschluss des Instruments zum Messen des Übertragungskoeffizienten verwendet werden muss, z. B. beim Messen der Ausgangsimpedanz eines DC-DC-Wandlers mit der Shunt-Thru-Methode, ist jedoch der Einsatz externer Signaltrenngeräte erforderlich.
Bei der allgemeinen Netzwerkanalyse auf Basis der Messung linearer Geräte besteht die wichtigste Anforderung an Signaltrenngeräte darin, während der Verhältnismessung eine Ausgangsimpedanz der Erregerquelle von 50 Ω sicherzustellen (Quellenanpassung). Das gebräuchlichste und empfohlene Gerät zur Signaltrennung ist der Doppelwiderstands-Leistungstrenner mit einem Frequenzbereich von DC bis GHz, der eine hervorragende Quellenausgangsimpedanz bei der Verhältnismessung gewährleisten kann.
Die in Abbildung 15-a gezeigte Verhältnismessung mit dem Leistungstrenner entspricht den beiden in Abbildung 15-b durchgeführten Messungen. Die Wechselspannung (VO) am Verzweigungspunkt in Abbildung 15-a kann als die beiden virtuellen Erregerquellenspannungen in Abbildung 15-b betrachtet werden. Wie in der Abbildung dargestellt, beträgt die äquivalente Quellenausgangsimpedanz bei R-Kanal- und T-Kanal-Messungen 50 Ω, was normalerweise die ideale Quellenanpassungsbedingung für 50 Ω-Netzwerkmessungen ist.
Bitte beachten Sie, dass der Leistungstrenner mit zwei Widerständen nur für die Verhältnismessung geeignet ist, nicht für die absolute Spannungsmessung einer Systemimpedanz von 50 Ω, da die physikalische Ausgangsimpedanz des Trenners aus der Richtung des getesteten Geräts 83.3 Ω und nicht 50 Ω beträgt.
FEIGE. Messung des 15-Leiter-Verhältnisses eines 50-Ω-Geräts mit Leistungstrenner
Neben dem Leistungstrenner sind Niederfrequenz-Richtkoppler oder Blindleistungsverteiler (Wechselstromkopplung mit Transformator) weitere Geräte, die Signale trennen können und deren beiden Ausgangsanschlüsse eine hohe Isolation (25 oder 30 dB) aufweisen. Der Richtkoppler Zfdc-15-6 (0.03 bis 35 MHz, BNC-Schnittstelle) oder der ZFSC-Stromverteiler (0.002 bis 60 MHz, BNC-Schnittstelle) von (miniCircuits. Com) ist eines der repräsentativen Produkte. Obwohl ihre maximale Frequenz nur etwa 30 MHz oder 60 MHz beträgt und die Niederfrequenzfrequenz nur einige kHz oder mehrere zehn kHz erreichen kann, sind diese Geräte die ideale Wahl, wenn der Frequenzbereich die Anwendungsanforderungen erfüllen kann. Aufgrund der hohen Isolation zwischen ihren beiden Ausgangsanschlüssen gelangt das reflektierte Signal vom Eingangsanschluss des getesteten Teils nicht direkt in den R-Kanal-Empfänger und hat daher keinen Einfluss auf die Messergebnisse des R-Kanals.
Wenn die oben genannten Geräte als Signaltrenngeräte bei der Verhältnismessung verwendet werden, ist der Effekt ihrer äquivalenten Quellenanpassung nicht so gut wie der der Verwendung eines Leistungstrenners mit doppeltem Widerstand. Um den Effekt der Quellenanpassung zu verbessern, ist es manchmal erforderlich, einen Dämpfer (ca. 6 dB) zwischen seinen Ausgangsanschluss und das zu testende Gerät zu schalten. Der Vorteil dieses Signaltrenngeräts gegenüber dem Leistungstrenner besteht darin, dass seine absolute Quellausgangsimpedanz (Port-Anpassung) 50 Ω beträgt, wodurch Sie die absolute Spannung in einer 50-Ω-Umgebung messen können, obwohl die absolute Spannungsmessung im Allgemeinen in niedrigen Umgebungen erfolgt -Frequenzmessungsanwendungen sind nicht so aussagekräftig wie bei HF-Anwendungen.
Der Widerstandswert der drei Widerstandszweige des aus drei Widerständen bestehenden Widerstandsstromverteilers beträgt Z0 / 3. Dieser Stromverteiler ist nicht für die Verhältnismessung geeignet. Wenn wir den Verzweigungspunkt des Leistungsteilers mit drei Widerständen als virtuelle Signalquelle nehmen (ähnlich dem Leistungsteiler mit doppeltem Widerstand), beträgt die äquivalente Ausgangsimpedanz der Quelle nicht 50 Ω, sondern 50 / 3 = 16.7 Ω, und die Isolierung zwischen den Ausgangsports ist niedrig (nur 6 dB). Sofern die Eingangsimpedanz des zu prüfenden Geräts nicht genau 50 Ω beträgt, führt die Verwendung eines Leistungsteilers mit drei Widerständen bei der Verhältnismessung zu schwerwiegenden Messfehlern.


Abbildung 16 Richtkoppler / Brücke



Abbildung 17 Widerstandsleistungsteiler (gilt nicht für Verhältnismessung)





Messung großer Dämpfungsgeräte im Niederfrequenzbereich




Messfehler




Bei Geräten mit großer Dämpfung, die mit herkömmlichen Niederfrequenz-Netzwerkanalysatoren gemessen werden und die Messfrequenz unter 100 kHz liegt, werden die Messergebnisse wahrscheinlich durch Fehler im Zusammenhang mit der Erdungsschleife des Testkabels beeinflusst. Diese Fehler werden bei der Messung von CMRR und PSRR eines Niederfrequenzverstärkers offensichtlich. Das gravierendste Problem ist der durch die Messung des Abschirmungswiderstands des Kabels (Widerstand des Metallgeflechts) verursachte Fehler, der im Niederfrequenzbereich unter 100 kHz nicht vernachlässigt werden kann.
Abb. 18 zeigt die Messung eines großen Dämpfungsgeräts mit einem Netzwerkanalysator. Wenn der Dämpfungswert des Prüflings sehr hoch ist, ist die Ausgangsspannung Vo des Prüflings sehr klein. Idealerweise sollte auch die vom Messempfänger VT gemessene Wechselspannung vo sein.
Im Niederfrequenzbereich ist es jedoch wahrscheinlich, dass externes Gleichtaktrauschen in die Erdungsschleife des Testkabels zwischen der Erregerquelle und dem Empfänger gelangt, wie in Abbildung 18 dargestellt. Der Spannungsabfall am Widerstand RC2 der äußeren Abschirmschicht von Das Messkabel ist VC2. Da die gemessene Spannung Vo selbst ein kleiner Wert ist, verursacht die Spannung vc2 einen Spannungsmessfehler des Empfängers VT, sodass der endgültig gemessene Dämpfungswert falsch ist.
Abhängig von der unterschiedlichen Phasenbeziehung zwischen VO und vc2 kann der tatsächlich gemessene Dämpfungswert höher oder niedriger sein als der tatsächliche Dämpfungswert des zu testenden Geräts. Oder in manchen Fällen kommt es zu einer deutlichen Verschlechterung der Messergebnisse.

Abb. 18 Messfehler durch Kabelschirmwiderstand (1)


Die Erdungsschleife des Prüfkabels führt zu zusätzlichen Messfehlern im niederfrequenten Messbereich. Sie können sich vorstellen, dass das zu testende Gerät über einen Shunt-Signalpfad verfügt und seine Impedanz Zsh sehr klein ist. Ein typisches Beispiel ist die Verwendung der Shunt-Thru-Methode zur Messung der Milliohm-Impedanz von Komponenten im Stromverteilungsnetz im Niederfrequenzband, beispielsweise der Impedanz eines DC-DC-Wandlers und eines Bypass-Kondensators mit großer Kapazität.
Idealerweise sollte das Signal der Anregungsquelle nach Durchlaufen des Prüflings durch das äußere Abschirmmetall des Messkabels zur Anregungsquellenseite zurückgeführt werden.
Allerdings fließt bei der Niederfrequenzprüfung der Strom der Erregerquelle auch in die Abschirmschicht des Prüfkabels auf der Seite des T-Kanal-Messempfängers. Ähnlich dem Phänomen des Gleichtaktrauschens erzeugt der in die Abschirmschicht des T-Kanal-Messkabels fließende Erregerquellenstrom einen Spannungsabfall vc2 am Widerstand RC2 der äußeren Abschirmschicht des Messkabels, was zu Fehlern führt die Messergebnisse des Empfängers vt. In diesem Fall ist der gemessene Dämpfungswert größer als der tatsächliche Dämpfungswert des geprüften Teils.
Es ist zu beachten, dass diese Messfehler im Zusammenhang mit der Erdungsschleife des Prüfkabels nur im Bereich der Messfrequenz unter 100 kHz auftreten. Im höheren Messfrequenzbereich wirkt die Induktivität des koaxialen Prüfkabels als Gleichtaktdrossel (Balun), sodass der Strom, der den Messergebnisfehler verursacht, nicht durch die Abschirmschicht des Messkabels auf der Seite des Spannungswandlers fließt Empfänger.


Abb. 19 Messfehler durch Schirmwiderstand des Kabels (2)



Messung großer Dämpfungsgeräte im Niederfrequenzbereich




Traditionelle Lösungen

Derzeit gibt es mehrere Techniken, um den oben beschriebenen Messfehler zu minimieren. Traditionell besteht die am häufigsten verwendete Methode darin, den kleinen Magnetring am Prüfkabel zu umhüllen oder das Prüfkabel mehrere Windungen lang auf den großen Magnetring aufzuwickeln. Die Ersatzschaltung unter Verwendung der Magnetringmethode ist in Abbildung 20 dargestellt. Der Magnetring kann die Impedanz der Messkabelabschirmung erhöhen und den durch die Kabelabschirmung fließenden Strom unterdrücken, ohne den Strom zu beeinträchtigen, der in den Mittelleiter des Messkabels fließt und zurückfließt auf der Seite der Anregungsquelle.
Die durch die Induktivität des Magnetrings selbst auf der Abschirmschicht des Messkabels erzeugte Impedanz verringert den Gleichtaktrauschstrom, der durch die Erdungsschleife fließt, und den Strom der Erregerquelle, der auf der Seite der Abschirmschicht des Messkabels in die Abschirmschicht des Messkabels fließt VT-Empfänger. Darüber hinaus wird am Messkabel auf der Seite der Erregerquelle ein Magnetring verwendet, um den Erregerquellenstrom durch die Abschirmschicht des Kabels zur Seite der Erregerquelle zurückzuführen.
Tatsächlich ist diese Methode jedoch nicht einfach durchzuführen, da wir einen hochwertigen Magnetring mit hoher Induktivität (hoher Permeabilität) finden müssen, damit der Fehler im sehr niedrigen Messfrequenzbereich vollständig beseitigt werden kann. Darüber hinaus ist es manchmal schwierig zu beurteilen, ob der Magnetring effektiv funktioniert, insbesondere wenn die Dämpfungseigenschaften des zu prüfenden Geräts ungleichmäßig sind.
Für diese Anwendung empfehlen wir den Ringkern Metglas Finemet f7555g (Φ 79 mm) 。 Weitere Informationen finden Sie unter www.metglas.com.


FEIGE. 20 Lösung zur Verwendung eines Magnetrings zur Reduzierung von Messfehlern


Lösung mit e5061b-3l5
Der Verstärkungsphasen-Testanschluss (5 Hz bis 30 MHz) des e5061b-3l5 verfügt über eine einzigartige Hardware-Architektur, die den Messfehler beseitigen kann, der durch die Erdungsschleife des Testkabels von der Signalquelle zum Empfänger verursacht wird. Abb. 21 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm der Messung mit einem Verstärkungsphasen-Testanschluss. Der Empfänger ist mit einer halberdfreien Impedanz | in Reihe geschaltet ZG | was im Tieffrequenzbereich unter 30 kHz etwa 100 Ω beträgt. Ähnlich wie bei der Verwendung eines Magnetrings können wir intuitiv erkennen, dass die Impedanz | ZG | verhindert den Schirmstrom des Messkabels. Alternativ gehen wir davon aus, dass der Spannungshub auf der Erdungsseite des zu prüfenden Geräts VA beträgt, wie in Abbildung 21 dargestellt. Da rshieid um 50 Ω viel kleiner als die Eingangsimpedanz des Empfängers ist, kann VT ungefähr wie folgt ermittelt werden Formel:


VT=Vc2+Vo=Va x Rc2/(Rc2+Zg)+Vo


Da RC2 < < ZG |, der erste Term in der obigen Formel, ignoriert werden kann, ist VT fast der VO, den wir wirklich messen müssen. Durch die Minimierung des Einflusses des Abschirmungswiderstands kann daher die große Dämpfung oder Milliohm-Parallelimpedanz des zu prüfenden Geräts korrekt gemessen werden. Der Verstärkungsphasentestanschluss des e5061b kann große Dämpfungswerte im Niederfrequenzbereich einfach und genau messen.
Andererseits verwendet der Messempfänger des S-Parameter-Testanschlusses des e5061b-3l5 wie andere vorhandene Niederfrequenz-Netzwerkanalysatoren eine Standard-Erdungsarchitektur. Wenn der S-Parameter-Testanschluss (z. B. wenn die Messfrequenz 30 MHz überschreitet und der Verstärkungsphasen-Testanschluss nicht für die Messung verwendet werden kann) zur Messung des Niederfrequenz-Geräts mit großer Dämpfung verwendet wird, muss dennoch der Magnetring verwendet werden um den durch die Erdungsschleife des Prüfkabels verursachten Fehler zu beseitigen.


Abbildung 21 Lösung mit e5061b – 3l5 Gain-Phase-Test-Port


Wirksamkeit des Verstärkungsphasentestanschlusses
Abb. 22 zeigt die Übertragungsmessergebnisse eines 90-dB-Koaxialdämpfers mit e5061b-Parametertestanschluss und Verstärkungsphasentestanschluss. Der Testfrequenzbereich beträgt 100 Hz bis 10 MHz. Die Messspur von Kanal 1 links in der Abbildung ist das Messergebnis des S-Parameter-Testports. Wie in der Abbildung dargestellt, zeigen die Messergebnisse ohne Verwendung des Magnetkerns falsche Messergebnisse mit großen Werten im Niederfrequenzband, was durch den Fehler verursacht wird, der durch die Erdungsschleife des Testkabels zwischen der Erregerquelle und dem Empfänger verursacht wird. Eine weitere Spur in derselben Abbildung ist das Messergebnis nach dem Hinzufügen eines Magnetrings zum Testkabel. Obwohl sich das Messergebnis im Niederfrequenzband verbessert, ist das Messergebnis im Tieffrequenzband immer noch nicht genau genug.
Die Messspur von Kanal 2 auf der rechten Seite der Abbildung ist das Messergebnis unter Verwendung des Verstärkungsphasentestanschlusses. Wie in der Abbildung gezeigt, kann diese Methode die Dämpfung von -90 dB korrekt messen, wenn die Messfrequenz unter 100 Hz liegt, und die Messergebnisse werden nicht durch die Erdungsschleife des Testkabels beeinflusst.


Abb. 22 Vergleich der Messergebnisse dreier verschiedener Messmethoden





Beispiel für die Messung eines Operationsverstärkers


Verstärkung im geschlossenen Regelkreis


In den folgenden Abschnitten werden Beispiele für die Messung verschiedener Frequenzgangeigenschaften von Operationsverstärkern detailliert beschrieben.


Abbildung 23 zeigt ein Beispiel für die Messung der Verstärkungskonfiguration im geschlossenen Regelkreis eines einfachen invertierenden Verstärkers (AV = - 1) mit einem Verstärkungsphasentestanschluss (Messfrequenz bis zu 30 MHz).
Um den Einfluss der Sondenkapazität auf die Verstärkerlastbedingungen zu minimieren, wird die Verwendung eines 10:1-Tastkopfs empfohlen, der eine relativ kleine Eingangskapazität aufweist.
Um die Frequenzgangeigenschaften von Verstärkung und Phase genau zu messen, ist es notwendig, den Sondenpunkt des T-Messkanals auf den TP1-Testpunkt zu kalibrieren, um die Verstärkungs- und Phasenfehler zwischen den beiden Sonden zu beseitigen.

Abb. 23 Konfigurationsbeispiel für die Ringverstärkungsmessung mithilfe des Verstärkungsphasentestanschlusses


Wenn Sie die Frequenzgangeigenschaften des Verstärkers bei Frequenzen über 30 MHz messen müssen, müssen Sie den S-Parameter-Testanschluss und den aktiven Tastkopf verwenden. Abbildung 24 zeigt ein Konfigurationsbeispiel. Für eine direkte Reaktion müssen wir den Sondenpunkt am TP1-Testpunkt kalibrieren. Da die Eingangsimpedanz des Empfängers von Kanal R 50 Ω beträgt, müssen wir den Referenzpunkt auf TP1 einstellen, damit wir die Spannungsübertragungsfunktion der Eingangs- und Ausgangsanschlüsse des zu testenden Geräts messen können.
Abbildung 25 zeigt ein Beispiel einer Verstärkungsmessung im geschlossenen Regelkreis eines Hochgeschwindigkeits-Operationsverstärkers mit dem S-Parameter-Testanschluss von e5061b und dem aktiven Tastkopf 41800a. Der Cursor befindet sich bei der Grenzfrequenz von -3 dB, was bedeutet, dass die Bandbreite der Verstärkerschaltung etwa 20 MHz beträgt.


Abb. 24 Konfigurationsbeispiel für die Ringverstärkungsmessung unter Verwendung des S-Parameter-Testports


Frequenz = 100 Hz bis 100 MHz
Leistung der Anregungsquelle = 0 dBm
Wenn Bandbreite automatisch (Obergrenze = 1 kHz)


Abbildung 25 Beispiel einer Verstärkungsmessung im geschlossenen Regelkreis





Verstärkung im offenen Regelkreis


Es gibt viele Methoden zur Messung der Leerlaufverstärkung eines Operationsverstärkers. Die gebräuchlichste Methode besteht darin, das Spannungsverhältnis VT/VR im Schaltkreis zu messen, wie in Abbildung 26 dargestellt. Unter der Annahme, dass die Leerlaufverstärkung des Operationsverstärkers a ist und der Strom IR2 beträgt, kann die folgende Formel erhalten werden:


(VT-VR)/R2 = {VT-(-A x VR)}/Zout
Wenn zout < R2, kann das Spannungsverhältnis VT / VR nach der folgenden Formel berechnet werden
VT/VR = (-A-Zout/R2)/(1-(Zout/R2)) = -A
Wenn bei Operationsverstärkern mit hoher Verstärkung die Verstärkung AV im geschlossenen Regelkreis sehr klein ist (z. B. AV = - R2 / R1 = - 1), ist die Spannung VR zu klein, um genau gemessen zu werden, insbesondere wenn die Verstärkung im offenen Regelkreis sehr groß ist hoch im Niederfrequenzbereich.
Wenn im linearen Arbeitsbereich die Verstärkung AV im geschlossenen Regelkreis zunimmt, steigt auch die Spannung VR proportional an, und die Messung ist mit einem Instrument einfacher. Wenn beispielsweise AV = R2 / R1 = 10, ist VR der Wert von VR, wenn AV = 1.


Abb. 26 Konfigurationsbeispiel für die Verstärkungsmessung im geschlossenen Regelkreis


Abb. 27 zeigt eine Konfigurationsmethode für die Messung mit einem Gain-Phase-Port. Das Ergebnis der Verhältnismessung T/R kann direkt die Verstärkung a im offenen Regelkreis darstellen. Um die Frequenzgangcharakteristik der Phase genau zu messen, ohne durch die Lastbedingungen, die durch eine große Sondenkapazität verursacht werden, beeinträchtigt zu werden, sollte anstelle eines koaxialen Testkabels eine passive 10:1-Sonde verwendet werden.

Abb. 27 Konfigurationsbeispiel für die Verstärkungsmessung im offenen Regelkreis unter Verwendung des Verstärkungsphasentestanschlusses


Abb. 28 zeigt die Messergebnisse der Open-Loop-Verstärkung des Operationsverstärkers unter der Einheitsverstärkungsbedingung (R1 = R2 = 1 K Ω), gemessen mit der Verstärkungsphasenkonfigurationsmethode von Abb. 27, und der Testfrequenzbereich stammt von 10 Hz bis 30 MHz. Aus diesen Messungen lässt sich der Phasenrand ableiten. Unter der Annahme, dass es keine Phasenverschiebung gibt, ermitteln Sie einfach die Rückkopplungspfad-Übertragungsfunktion 阝: RI / () I + R2) = & frac12; =- 6 dB-Linie, und platzieren Sie dann einen Cursor auf dem + 6 dB-Punkt, um die Schleifenverstärkung IA & times;阝] = 0 dB Schnittpunkt. Die Phasenreserve kann direkt an der entsprechenden Position des Cursors auf der Phasenspur abgelesen werden, genau wie die zyklische Übertragungsfunktion ax 阝 (einschließlich 180-Grad-Invertierung), die wir am Eingangsport des Operationsverstärkers sehen.
Die Spurschwankung im Bereich hoher Verstärkung wird durch die Verschlechterung der dynamischen Leistung verursacht, die durch den 20-dB-Verlust des passiven Tastkopfs verursacht wird. Da wir die Verstärkung im offenen Regelkreis unter der Einheitsverstärkung des Verstärkers messen, ist die vom R-Kanal-Empfänger gemessene Wechselspannung im Bereich hoher Verstärkung sehr klein, was zu Schwankungen in der Spur führt. Die Spurschwankung im Bereich hoher Verstärkung stellt kein Problem für die Messung der Phasenreserve der Messdaten im Bereich niedriger Verstärkung dar.
Wenn Sie jedoch auch sehr hohe Verstärkungen im Niederfrequenzbereich messen möchten, müssen Sie den passiven 10:1-Tastkopf durch ein koaxiales Messkabel ersetzen und separat eine weitere Verstärkung im offenen Regelkreis messen. Der Dämpfer des R-Port-Empfängers muss auf 0 dB eingestellt werden und der Dämpfer des T-Port-Empfängers muss auf 20 dB eingestellt werden, so dass eine sehr kleine Spannung am R-Kanal-Empfänger unter der Bedingung sehr gemessen werden kann gutes Signal-Rausch-Verhältnis. Bitte beachten Sie, dass diese Messkonfiguration nur für den Mittel- und Niederfrequenzbereich gilt, wo die Verstärkung im offenen Regelkreis relativ hoch ist und die Spannung am R-Kanal-Empfänger den maximalen Eingangspegel des Empfängers (der Dämpfer) nicht überschreitet auf 0d gesetzt).


Abb. 28 Beispiel einer Verstärkungs- und Phasenmessung im offenen Regelkreis unter Verwendung von Verstärkungsphasenanschlüssen


Wenn die Leerlaufverstärkung des Operationsverstärkers bei mehr als 30 MHz gemessen wird, müssen der aktive Tastkopf und der S-Parameter-Testanschluss verwendet werden. Da für den S-Parameter-Testanschluss nur eine aktive Sonde zulässig ist, müssen Sie die zweistufige Messmethode verwenden. Die spezifischen Schritte sind wie folgt:

1.Kalibrieren Sie die Reaktion der Sonde am TPI-Testpunkt.

2.Messen Sie S21 mit dem Sondenpunkt am TP2-Testpunkt und speichern Sie die Spurliniendaten über den Daten->MEM-Betrieb (erster Schritt der Messung).

3.Schließen Sie einen virtuellen Kondensator an TP2 an und messen Sie dann S21 am TP3-Testpunkt (zweiter Messschritt).

4. Teilen Sie mithilfe der mathematischen Funktionsberechnungsfunktion des Instruments das Messergebnis des zweiten Schritts durch die Daten (Daten/Speicher), die bereits im Register des ersten Schritts gespeichert sind, um das Ergebnis der Verstärkung im offenen Regelkreis zu erhalten.

Die bei der Messung im zweiten Schritt angeschlossene virtuelle Kapazität ist dieselbe wie die Sondenkapazität bei der Messung im ersten Schritt. Im Hochfrequenzmessbereich wirkt sich dies auf die Messstruktur der Open-Loop-Phase aus. Die Kapazität dieser virtuellen Kapazität sollte mit der Eingangskapazität der aktiven Sonde übereinstimmen.
Wenn Sie eine sehr hohe Verstärkung im offenen Regelkreis messen müssen, verwenden Sie am besten einen Magnetring am Testkabel, um den durch die Erdungsschleife verursachten Messfehler zu beseitigen, der im ersten Schritt die Messergebnisse sehr kleiner Signale beeinträchtigen kann .


Abb. 29 Konfigurationsbeispiel einer Open-Loop-Verstärkungsmessung mit einem aktiven Tastkopf


Abb. 30 zeigt ein Beispiel für die Messung der Leerlaufverstärkung und -phase mit der Konfiguration in Abb. 29. Spur 1 ist das am TP2-Testpunkt gemessene Antwortergebnis. Es ist das Verhältnis der Eingangsspannung zur gedämpften Spannung an TP2. Spur 2 ist die am TPB-Testpunkt gemessene Reaktion, also die Verstärkung und Phase des geschlossenen Regelkreises. Trajektorie 3 ist die Open-Loop-Verstärkung und -Phase, die aus diesen Messergebnissen berechnet wird, die durch die Durchführung einer mathematischen Funktionsberechnung (Daten/Speicher) für die gemessene Trajektorie erhalten werden.
Wie bereits erwähnt, ist der Phasenspielraum der Wert des entsprechenden Phasenmessergebnisses, wenn die Verstärkung im offenen Regelkreis 6 dB beträgt. Zu diesem Zeitpunkt beträgt die Schleifenverstärkung 0 dB. In diesem Beispiel beträgt der Phasenrand etwa 86 Grad.


Abbildung 30 Beispiel einer Verstärkungs- und Phasenmessung im offenen Regelkreis mit einem aktiven Tastkopf


Gleichtaktunterdrückungsverhältnis CMRR
CMRR (Common Mode Rejection Ratio) von Operationsverstärkern und anderen Niederfrequenz-Differenzverstärkern ist normalerweise schwer zu messen, da eine sehr große Gleichtakt-Eingangsdämpfung gemessen werden muss. Das Gleichtaktunterdrückungsverhältnis ist definiert als CMRR = ad / AC, wobei ad die Differenzmodusverstärkung und AC die Gleichtaktverstärkung ist. Abbildung 31 zeigt die Konfiguration der Messung mit dem Verstärkungsphasen-Testanschluss. Um große Dämpfungswerte zu messen, ist es notwendig, den Empfänger und das Prüfteil mit einem koaxialen Prüfkabel zu verbinden, statt mit einem 10:1 passiven Tastkopf mit 20 dB Verlust.
Sie können Schalter SW1 auf Position a stellen, um die Gleichtaktverstärkung (Dämpfung) AC zu messen, und SW1 auf Position B drehen, um die Differenzverstärkung ad zu messen. Dann wird CMRR gemäß AD/AC (= 20 &times; log (AD/AC) in DB) berechnet. Die Differenzverstärkung der Schaltung beträgt IADI = R2 / R1 = 10, und ihre Gleichtaktverstärkung AC beträgt das Zehnfache (dh 10 dB), wenn IADI = 20. Mit dieser Messmethode kann das Instrument CMRR von mehr als 1 dB messen.
Da es sich beim Verstärkungsphasen-Testanschluss um eine semi-erdfreie Empfängerarchitektur handelt, können Sie den hohen CMRR genau messen, indem Sie den durch die Erdungsschleife des Testkabels verursachten Messfehler eliminieren.


Abb. 31 Konfigurationsbeispiel für die CMRR-Messung des Gleichtaktunterdrückungsverhältnisses unter Verwendung des Verstärkungsphasentestanschlusses


CMRR mit einer Frequenz über 30 MHz kann mithilfe des S-Parameter-Testanschlusses und der aktiven Sonde gemessen werden. In diesem Fall ist es notwendig, einen Magnetring am Testkabel zu verwenden, wie in Abbildung 32 dargestellt, um den durch Gleichtaktrauschen verursachten Messfehler zu beseitigen. Metglas Finemet f7555g Magnetring kann verwendet werden (Φ 79 mm): Metglas. com)。
Abbildung 33. Zeigt ein Beispiel einer Messung mit einem Verstärkungsphasen-Testanschluss. Spur 1 stellt die Gleichtaktverstärkung AC dar und Spur 2 ist die Differenzmodusverstärkung ad (= 20 dB). Durch die Eliminierung des Einflusses der Erdungsschleife kann die Gleichtaktverstärkung AC von etwa -90 dB genau gemessen werden. Trajektorie 3 ist die aus diesen Ergebnissen berechnete CMRR. Der Cursor darauf zeigt an, dass die CMRR bei 80 kHz etwa 100 dB beträgt. Im Niederfrequenzbereich beträgt CMRR mehr als 100 dB.


Abbildung 32 Konfigurationsbeispiel der CMRR-Messung unter Verwendung des S-Parameter-Ports


Frequenz = 100 Hz bis 100 MHz
Leistung der Anregungsquelle
Für AC-Messung: 0 dBm
Für Werbemessung: - 15 dBm
Wenn Bandbreite = automatisch (max. 100 Hz)
Empfänger-Antworteinstellungen
AC-Messung: 20 dB (R-Kanal)
0 dB (T-Kanal)
Anzeigenmessung: 20 dB (R-Kanal und T-Kanal)
In diesem Messbeispiel ist das Gleichgewicht zwischen RI und R2 nicht vollständig optimiert.


Abbildung 33. Beispiel einer CMRR-Messung unter Verwendung des Gain-Phase-Ports


Leistungsunterdrückungsverhältnis (PSRR)
Das Leistungsunterdrückungsverhältnis (PSRR) des Verstärkers ist ein weiterer schwer zu messender Parameter, da er die Messung eines großen Dämpfungswerts erfordert. Hier ist es definiert als PSRR = AV / AP, wobei AV die Regelverstärkung der Verstärkerschaltung und AP die Verstärkung vom Eingangsanschluss (positiv/negativ) des Netzteils zum Ausgangsanschluss ist. Ähnlich wie bei der CMRR-Messung ist AP im linearen Betriebsbereich direkt proportional zu AV.
Abb. 34 zeigt ein Konfigurationsbeispiel für die Messung des PSRR (positives PSRR) mit einem Verstärkungsphasenanschluss. Da IAVI = R2 / R1 = 1, wird die gemessene Schaltungsverstärkung direkt als Kehrwert des PSRR (= 1 / AP, ein DB-Wert mit negativem Wert) des Operationsverstärkers angezeigt. Das gemessene Erregerquellensignal wird an den Pluspol der Stromversorgung angelegt und weist eine DC-Vorspannung auf. Der e5061b verfügt über eine integrierte Gleichstrom-Vorspannungsquelle, die es Ihnen ermöglicht, intern eine Gleichspannungs-Vorspannung an das Wechselstromsignal der Erregerquelle anzuschließen.


Abb. 34 Konfigurationsbeispiel der PSRR-Messung unter Verwendung des Verstärkungsphasen-Testanschlusses


PSRR mit einer Frequenz über 30 MHz kann mit dem S-Parameter-Testanschluss und der aktiven Sonde gemessen werden. Ähnlich wie bei der CMRR-Messung über den S-Parameter-Testanschluss empfehlen wir die Verwendung des Magnetrings am Testkabel, um den durch die Erdungsschleife des Testkabels verursachten Messfehler zu eliminieren. Abbildung 36 zeigt ein Beispiel einer PSRR-Messung mit einem Verstärkungsphasen-Testanschluss. Der Cursor darauf zeigt an, dass das PSRR bei 87 kHz etwa -1 dB beträgt. E5061b-3l5 verfügt über eine DC-Überwachungsfunktion, mit der der Wert der tatsächlich an das getestete Gerät angelegten DC-Spannung überprüft werden kann.


Abbildung 35 Konfigurationsbeispiel eines PSRR-Tests unter Verwendung des S-Parameter-Testports


Abb. 36 Beispiel einer PSRR-Messung unter Verwendung des Verstärkungsphasen-Testanschlusses

Ausgangsimpedanz


Bei der Messung der Ausgangsimpedanz eines Operationsverstärkers handelt es sich nicht um die Messung von Übertragungsparametern mit zwei Anschlüssen, sondern um die Messung der Impedanz eines einzelnen Anschlusses. Typischerweise liegt die Ausgangsimpedanz von Operationsverstärkern im geschlossenen Regelkreis zwischen mehreren zehn Milliohm bei niedrigen Frequenzen und 100 Ohm bei hohen Frequenzen. Um innerhalb dieses Impedanzbereichs vollständig zu messen, ist die Reflexionsmessmethode eine geeignete Lösung. Abb. 37 zeigt ein Konfigurationsbeispiel zur Messung der Ausgangsimpedanz im geschlossenen Regelkreis eines Operationsverstärkers. Während der Messung muss eine Unterbrechungs-/Kurzschluss-/Lastkalibrierung (vollständige Single-Port-Kalibrierung) durchgeführt werden.



Abb. 37 Konfigurationsbeispiel für die Messung der Ausgangsimpedanz


Abb. 38 ist ein Messbeispiel für die Ausgangsimpedanz im geschlossenen Regelkreis. Die gemessene Kurve zeigt die Amplitude des Impedanzwerts, der durch die Berechnung der Impedanzumwandlungsfunktion aufgetragen wurde. Die Kurve links zeigt die Ausgangsimpedanz im logarithmischen Maßstab [20x log izi DB]. Die Kurve rechts zeigt die Ausgangsimpedanz im linearen Maßstab [Ω].

Abbildung 38 Beispiel einer Ausgangsimpedanzmessung


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